выходной каскад усилителя что это

Режимы работы выходных каскадов ламповых усилителей

Схемотехника ламповых усилителей обманчиво проста. Каждый каскад состоит всего из нескольких компонентов: собственно лампы, двух-трёх-четырёх резисторов и пары-тройки конденсаторов. Выходной каскад лампового усилителя может быть однотактным (SE) и двухтактным (PP) и обычно содержит трансформатор.

В этой публикации мы рассмотрим особенности работы однотактных и двухтактных выходных каскадов, узнаем о режимах работы ламп и обсудим применение мощных триодов в однотактных выходных каскадах ламповых усилителей.

Чтобы заложить основу для понимания процессов, протекающих в выходных каскадах ламповых усилителей, обратимся к хрестоматийной схеме школьного радиоузла, которая выдержала пять переизданий в книге В. Борисова «Юный радиолюбитель». Впервые конструкция была опубликована в первом издании 1951 года, в третьем издании 1959 года в главе, посвящённой усовершенствованию конструкции, была описана переделка однотактного (SE) выходного каскада в двухтактный (PP), в четвёртом (1966) и пятом (1972) изданиях в варианты конструкции введены пальчиковые лампы.

▍ Схема с однотактным выходным каскадом

Проведём анализ схемы школьного радиоузла, в качестве выходных ламп рассмотрим канонические 6П3С. Схемы, описания и графики возьмём из пятого издания, как наиболее проверенные несколькими поколениями радиолюбителей.

Выходной каскад собран по схеме с автоматическим смещением. Напряжение на выводе 3 лампы Л3 (анод) указано +270 В, напряжение на выводе 8 (катод) указано +14,5 В. Эти напряжения измерены относительно общего провода. Относительно же катода получаем напряжение анода U_А = 270 – 14,5 = +255 В, а напряжение смещения на управляющей сетке лампы U_С = 0 – 14,5 = –14,5 В. Номинал катодного резистора R15 = 200 Ом. Ток через катодный резистор 14,5 / 200 = 72,5 мА. Блокировочный конденсатор C12 служит для предотвращения отрицательной обратной связи по переменному току.

Сравним с паспортными данными лампы 6П3С. При напряжении на аноде и экранной сетке +250 В ток анода лампы 6П3С должен быть в пределах (72 ± 14) мА, а ток экранной сетки не должен превышать значения 8 мА. Рекомендуемое значение напряжения смещения на управляющей сетке – минус 14 В. При токе анода I_А = 72 мА и токе экранной сетки I_Э = 8 мА номинал катодного резистора должен быть U_С / (I_А + I_Э) = 14 / 0,08 = 175 Ом.

Режим работы лампы выходного каскада, в принципе, соответствует указанному в паспорте. Заявленная выходная мощность усилителя – 5 Вт, что тоже соответствует паспортным характеристикам 6П3С. Схема выходного каскада – каноническая однотактная «класса А» на пентоде с автоматическим смещением.

▍ Схема с двухтактным выходным каскадом

Мощности 5 Вт для усилителя радиоузла может быть недостаточно. Поднять выходную мощность предлагается заменой однотактного выходного каскада (SE) на двухтактный (PP). Для этого из исходной схемы исключается выходной каскад, и вместо него подключается одна из схем, приведённых ниже:

Схема стала значительно сложнее: вместо одного каскада на одной лампе теперь включено два каскада на трёх лампах.

На лампе Л1 собрана схема фазоинвертора, преобразующая входной аналоговый сигнал в два выходных противофазных. На «верхнее плечо» выходного двухтактного каскада подаётся сигнал с фазой 0°, а на «нижнее плечо» – сигнал с фазой 180°.

В выходном каскаде теперь две лампы 6П3С. Заявленная выходная мощность усилителя 15-20 Вт. По идее, добавление в выходной каскад второй лампы мощностью 5 Вт дало бы прирост мощности усилителя на эти 5 Вт, т.е. в два раза. Почему выходная мощность выросла в три-четыре раза, разберём позже.

Изменилась конструкция выходного трансформатора: сечение магнитопровода увеличилось, чтобы увеличить габаритную мощность, а первичная обмотка имеет отвод от середины.

Аноды выходных ламп подключены к крайним выводам первичной обмотки, источник анодного напряжения подключён к средней точке. Половины первичной обмотки включены таким образом, чтобы противофазные токи в половинах первичной обмотки вызывали токи одного направления во вторичной обмотке выходного трансформатора. Соответственно, синфазные анодные токи во вторичной обмотке друг из друга вычитаются.

Номинал катодного резистора на схеме – 220 Ом. По постоянному току лампы в двухтактном каскаде включены параллельно, соответственно, через этот резистор протекает значительно больший ток, чем протекал бы через катодный резистор того же номинала в однотактной схеме, следовательно, и модуль напряжения смещения на управляющих сетках рассматриваемого двухтактного каскада будет больше.

▍ Режимы работы усилительного каскада на лампах

Режим работы усилительного каскада на лампах определяется напряжением смещения на управляющей сетке. Наглядней и проще это продемонстрировать на графике анодно-сеточной характеристики триода:

Наибольший интерес на кривой вызывает отрезок между точками «б» и «в». Это линейный участок анодно-сеточной характеристики при отрицательном напряжении на управляющей сетке. Крестиком на кривой отмечена середина этого участка, т.е. «рабочая точка» каскада при работе в режиме A.

Если установить напряжение смещения U_С на сетке триода минус 4 В, ток покоя I_А будет 4,5 мА. Каскад при таком смещении сможет без искажений усиливать входной сигнал с амплитудой до 4 В. При подаче на вход сигнала с большей амплитудой напряжение на сетке может выходить за пределы линейного участка, что приведёт к нелинейным искажениям.

Нужно отметить, что при положительном потенциале сетки относительно катода между ними возникает т.н. «сеточный ток» I_С, что эквивалентно включению диода между управляющей сеткой и катодом. Этот эффект нашёл широкое применение в радиотехнике, но при усилении звука он нежелателен, т.к. вносит в сигнал заметные искажения.

Работа в режиме А, когда напряжение на сетке не выходит за пределы участка «б-в», обеспечивает минимальные искажения, но неэффективна энергетически: лампа в этом режиме работает без «отсечки», через неё всегда протекает ток, и большая часть энергии уходит на нагрев анода. Коэффициент полезного действия усилителей класса А не превышает 25-30%.

Начинаем смещать «рабочую точку» в сторону точки «б». В какой-то момент времени начинается «отсечка» (ток через лампу не течёт) части отрицательной полуволны входного сигнала. Усилитель входит в режим AB. Коэффициент полезного действия в этом режиме – 50-60%.

Однотактный (SE) усилитель при переходе в режим AB начинает вносит в сигнал заметные искажения. Искажения, вносимые в сигнал двухтактным (PP) усилителем в режиме AB, заметны значительно меньше.

Искажения, вносимые в сигнал двухтактным усилителем, становятся заметными при сдвиге «рабочей точки» за точку «б» на графике. В точке «а» усилитель переходит в режим B с «отсечкой» ровно половины синусоиды и коэффициентом полезного действия 80% и выше.

При сдвиге «рабочей точки» левее точки «а» на графике усилитель переходит в режим C с «отсечкой» более половины синусоиды, когда большую часть периода входного сигнала ток через лампу не течёт, и коэффициентом полезного действия 90% и выше.

В усилителях звуковой частоты лампы работают или в «чистом классе А» (независимо от схемы включения), или в режиме AB в двухтактных схемах.

Чтобы понять, почему добавление лампы в двухтактный выходной каскад даёт не удвоение, а утроение, или даже учетверение, выходной мощности, вспомним, что выходной трансформатор суммирует по модулю противофазные анодные токи ламп выходного каскада, что в идеале приводит к удвоению амплитуды выходного тока, что и даёт в итоге выигрыш в 4 раза по мощности даже при работе выходного каскада в режиме A.

При работе двухтактных каскадов в режиме AB есть другая особенность. Разберём её на примере работы выходного двухтактного каскада с характеристиками ламп как на графике выше. Для этого вводим каскад в режим AB, установив напряжение смещения минус 8 В. Каскад теперь может без искажений усиливать входной сигнал с амплитудой до 8 В, т.е. в этом режиме можно подать на выходной каскад напряжение «раскачки» в 8 / 4 = 2 раза больше, что при прочих равных условиях опять приводит к увеличению выходной мощности в 4 раза.

▍ Особенности работы двухтактных схем

Применение двухтактных схем с режимом работы AB даёт значительный прирост выходной мощности при повышении коэффициента полезного действия. Двухтактные схемы имеют меньший по сравнению с однотактными коэффициент нелинейных искажений за счёт лучшего подавления чётных гармоник.

Качество выходного сигнала двухтактных схем с режимом работы AB обеспечивается симметричностью: лампы выходного каскада должны подбираться парами по идентичности характеристик; половины первичной обмотки должны иметь идентичные амплитудно-частотные и фазовые характеристики во всём диапазоне рабочих частот усилителя; каскад фазоинвертора должен обеспечивать точность сдвига фаз во всём амплитудно-частотном диапазоне усилителя.

▍ Особенности работы однотактных схем

Однотактные схемы работают только в режиме A и имеют по сравнению с двухтактными схемами на тех же лампах меньшую выходную мощность при меньшем коэффициенте полезного действия. Спектр выходного сигнала однотактной схемы содержит, помимо прочих, практически равные по уровню, вторую и третью гармоники.

Однотактные схемы не требуют подбора ламп. Конструкция трансформатора для применения в однотактных каскадах гораздо проще. За счёт работы лампы в режиме A магнитопровод выходного трансформатора постоянно подмагничен, что значительно ухудшает его линейность.

▍ Парадокс «триодного звучания»

Необходимость добавления в триод дополнительных сеток была вызвана неустойчивой работой триодов на высоких частотах. Пентоды имеют по сравнению с триодами меньшие межэлектродные ёмкости и гораздо устойчивей работают на радиочастотах. На той же площади анода пентод обеспечивает большую выходную мощность.

По всем паспортным характеристикам применение пентодов, а особенно их разновидности – лучевых тетродов, в выходных каскадах усилителей звуковой частоты предпочтительней. В советской аппаратуре до перехода на полупроводники в выходных каскадах УЗЧ обычно применяли однотактные схемы на лучевом тетроде 6П3С или выходном пентоде 6П14П. На выходе трансляционных усилителей применялись двухтактные каскады на мощных лучевых тетродах Г807 или 6Р3С.

Можно было бы сделать вывод, что пентоды лучше, но оказалось, что есть нюансы…

При переходе на транзисторы был обнаружен эффект «транзисторного звучания». Транзисторные усилители превосходили ламповые по многим параметрам, в частности по коэффициенту нелинейных искажений, но звучали «как-то не так».

Сопоставимый с лучшими транзисторными усилителями коэффициент нелинейных искажений обеспечивали двухтактные выходные каскады с «ультралинейным» включением выходных пентодов. Аутсайдерами по этому параметру в семействе ламповых усилителей традиционно являются триодные «однотактники».

В конечном счёте, эксперты выяснили, что эффект «транзисторного звучания» вызван наличием в спектре выходного сигнала транзисторных усилителей нечётных гармоник. Нечётные гармоники придают звучанию «металлический» окрас.

Затем эксперты пришли к парадоксальному открытию, что однотактный выходной каскад на триоде настолько плох, что чрезвычайно хорош: высокий уровень второй гармоники в спектре триодного «однотактника» маскирует наличие в спектре третьей, т.к. человеческое ухо лучше слышит чётные гармоники. Из-за наличия в спектре чётных гармоник звук кажется мягче и объёмней.

Кроме того, триод в качестве усилителя имеет значительно более узкий частотный диапазон, и в спектре «однотактника» на триоде уровень высших гармоник ниже по сравнению со схемой на пентоде.

Вот так из недостатков и сложились достоинства однотактных схем на триодах.

К несомненным достоинствам однотактных каскадов нужно отнести тот факт, что они не требуют подбора ламп. При изменениях анодного напряжения или потере эмиссии однотактный каскад с автоматическим смещением, скорее всего, так и останется в «чистом классе А».

▍ От автора

Основой моего домашнего аудиокомплекса с 1991 года является ламповый усилитель «Прибой 50УМ-204С» с акустическими системами «Союз 130АС-002».

В выходных каскадах усилителя используются двухтактные схемы на мощных лучевых тетродах 6Р3С. Акустические системы подключены к усилителю недорогим акустическим кабелем китайского производства. Все соединительные шнуры – самодельные. Есть коллекция «винила», но обычно я слушаю музыку с CD.

Я очень люблю ламповую технику и меня сильно огорчают беспредметные споры на тему, что лучше «винил» или CD, лампы или транзисторы, триоды или пентоды и т.п. Надеюсь, моя публикация поможет внести какую-то ясность в предметную область и ввести часть этих дискуссий в конструктивное русло.

Источник

Схемотехника выходных каскадов усилителей мощности на транзисторах.

Выходные каскады транзисторных усилителей мощности могут быть реализованы в соответствии с несколькими схемотехническими решениями. Давайте рассмотрим наиболее распространённые из них, а также порассуждаем об основных плюсах и минусах того или иного построения.

1. Выходные каскады на биполярных транзисторах.

Рис.1

Каскад ОЭ-ОК на 3-ёх транзисторах одной структуры (Рис.1, слева), по большому счёту, можно исключить из рассмотрения по причине некоторой его архаичности. Подобная схемотехника выходных каскадов УНЧ применялась достаточно широко, но давно, и имела смысл лишь в условиях полного отсутствия либо дефицита мощных комплементарных транзисторов.
По своим характеристикам и свойствам данный тип выходных каскадов практически полностью аналогичен двухтранзисторному построению ОЭ-ОЭ (Рис.1, 2-ой слева).

Одним из главных преимуществ перед выходным каскадом ОК-ОК является то, что конфигурация ОЭ-ОЭ обладает усилительными свойствами не только по току, но и по напряжению, что снижает требования к предшествующим каскадам усиления и, как следствие, упрощает схемотехнику УМЗЧ. Источники тока в базовых цепях задают коллекторный ток покоя транзисторов. При положительной полуволне входного сигнала в усилении участвует нижний транзистор T2, который приоткрывается и тянет уровень выходного сигнала вниз (к минусу), а верхний транзистор T1 наоборот подзапирается. При отрицательной полуволне сигнала поведение транзисторов обратное.
Легко заметить, что данный выходной каскад (ОЭ-ОЭ) является инвертирующим, а его коэффициент усиления как по току, так и по напряжению определяется исключительно параметрами применяемых транзисторов и сопротивлением нагрузки.

1. Выходные каскады на полевых транзисторах.

Рис.2

Далее измерим коэффициент нелинейных искажений двухтактных каскадов при выходной мощности 25Вт. Получаем следующие результаты:
1. Каскад ОИ-ОИ Кг = 1,3%,
2. Каскад ОС-ОС Кг = 0,9%.

Рис.3

Источник

Научная электронная библиотека

3.3 Выходные каскады универсальных ОУ

Известно большое число различных схемных решений для построения выходных каскадов ОУ 77. Спецификой работы выходного каскада универсального ОУ является возможность управления как малыми, так и большими токами нагрузки. С целью повышения коэффициента использования ОУ по току потребления K_п, как правило, используются двухтактные выходные каскады. Для уменьшения нелинейных искажений силовые транзисторы в таких каскадах, как правило, работают в режиме АВ 79. Основным параметром, уменьшающим коэффициент Кд, является сквозной ток выходных силовых транзисторов. Переключая его в зависимости от тока нагрузки можно получать коэффициент К_п близким к единице во всем диапазоне изменения тока нагрузки.

Рассмотрим наиболее распространенную структуру выходного каскада (рис.3.11.а). Она состоит из мощных элементов МЭ1, МЭ2 (VT1, VT2); устройства смещения УС (VD1.VD2); управляемого и неуправляемого источников тока I₀, I_y. Под сквозным током будем понимать величину,
определяемую выражением:

Проведенный анализ показывает, что значение сквозного тока при втекающем, вытекающем и нулевом токе нагрузки определяется выражениями:

, (3.27)

, (3.28)

. (3.29)

Максимальный вытекающий ток I_н.м связан со сквозным током I_с.о следующим соотношением:

. (3.30)

Из рассмотрения выражений (3-27), (3.28) очевидно, что при I_нR>>j_т транзистор VT1 или VT2 обесточивается. При этом задержки выхода из режима отсечки p-n-р и n-p-п транзисторов вызывает переходные искажения 2-го рода [113. В качестве мощных элементов часто используются составные транзисторы как однотипные (МЭ1), так и комплементарные (МЭ2) (рис.3.11.б). Паразитная емкость С1 добавляет низкочастотный полюс в передаточной характеристике ОУ при втекающем токе нагрузки. Это вызывает дополнительный фазовый сдвиг, что снижает запас устойчивости ОУ.

Выражение (3-30) показывает, что увеличение максимального тока нагрузки связано с необходимостью повышения тока I_с.о. Другим путем повышения этого параметра является повышение β₁, что при решении традиционным путем (применением составного транзистора) вызывает уменьшение максимального выходного напряжения.

Рассмотрим схемотехнический способ построения выходных каска­дов, основанный на работе мощных транзисторов в режиме супер-А, при котором они не входят в область отсечки. Функциональная схема, иллюстрирующая предлагаемый способ, представлена на рис. 3.12.

.

Она включает в себя неуправляемый и управляемый источники тока (ИТ, УИТ); узлы смещения (УС1, УС2); усилители (У1, У2); датчик тока (ДТ); мощные элементы (МЭ1, МЭ2). Данный способ позволяет избежать искажений выходного напряжения как 1-го, так и 2-го рода.

, (3.31)

, (3.32)

Для получения одинакового коэффициента усиления по напряжению при втекающем и вытекающем токе нагрузки в широком диапазоне частот необходимо выполнение условия:

. (3.33)

Схемотехнический вариант реализации предложенного способа представлен на рис.3.13. Функциональным элементам схемы (рис.3.12) соответствуют следующие элементы принципиальной схемы: ИТ (I1); УИТ (VT6, VT7); ДТ (VT8, R3); МЭ1 (VT9. R2); УС1 (VT1,VT2); У2 (VT5); МЭ2 (VT13, R4); УС2 (VT10-VT12,13); У1 (VT3,VT4, R1, C1, I2).

Сквозной ток при втекающем, вытекающем и нулевом токе нагрузки определяются соотношениями:

, (3.34)

, (3.35)

. (3.36).

Из выражений (3-34), (3-35) очевидно, что для получения сквозного тока, независящего от втекающего тока нагрузки, необходимо выполнения условия:

Нагрузочные характеристики для предложенного способа построения выходного каскада и типового способа изображены на рис.3.16 (сплошная линия и пунктир, соответственно).

.

.

Таким образом, предлагаемый схемотехнический способ позволяет стабилизировать сквозной ток выходного каскада при любом направлении тока нагрузки. Переключение сквозного тока, необходимое при реализации перестраиваемых ОУ, в данном способе осуществляется путем изменения величины одного задающего источника. Максимальный выходной ток не связан со сквозным, и определяется величиной одного опорного источника.

Источник

AudioKiller’s site

Audio, Hi-Fi, Hi-End. Электроника. Аудио.

Материалы раздела:

Выходной каскад усилителя мощности

Статья опубликована в журнале Радио №12 за 2018 год.

В «классической» литературе по конструированию усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) схемотехнике выходного каскада уделяется большое внимание. Однако там рассматривается главным образом структура каскада и использование как комплементарных транзисторов, так и транзисторов одинаковой проводимости, а вот проблема влияния количества транзисторов на работу каскада вообще не ставится. Но количество транзисторов в выходном каскаде и способы их соединения весьма важны для конструирования высококачественных устройств. Попробуем восполнить этот пробел.

Структурная схема УМЗЧ по наиболее распространенной топологии Лина (Lin H. M.) показана на рисунке 1.

Усилитель имеет трехкаскадную структуру. Первый каскад – дифференциальный (ДК). Он работает как преобразователь напряжения в ток (ИТУН – источник тока, управляемый напряжением), кроме того, он является воспринимающим узлом отрицательной обратной связи (ООС): из входного сигнала, поступающего на базу транзистора VT1, вычитается сигнал ООС, поступающий с выхода усилителя на базу транзистора VT2 через делитель напряжения R4, R3. Второй каскад усилителя на транзисторе VT3 осуществляет основное усиление по напряжению, поэтому он называется каскад усиления напряжения (КУН), или проще – усилитель напряжения. Этот каскад работает как преобразователь тока в напряжение (ИНУТ). Важной особенностью является высокое выходное сопротивление как самого каскада, так и его нагрузки, которое определяет не только коэффициент усиления каскада, но и его линейность.

На этом следует остановиться подробнее. Коэффициент преобразования каскада на транзисторе VT3 (зависимость выходного – коллекторного – напряжения от входного тока базы) вычисляется по формуле:

Здесь ( R ВЫХ VT3 || R J2 || R ВХ ВК ) – это суммарное сопротивление параллельно соединенных элементов: выходного сопротивления самого транзистора КУН VT3, внутреннее сопротивление источника тока J2, нагружающего транзистор VT3, и входное сопротивление следующего каскада – выходного каскада усилителя на транзисторах VT4, VT5. Чтобы обеспечить требуемое высокое усиление КУН (десятки тысяч раз), все сопротивления, входящие в формулу (1) должны иметь значения в сотни килоом и больше. Важным фактом является то, что входное сопротивление выходного каскада не просто влияет на работу КУН, а определяет его свойства.

Последний, третий каскад усилителя – выходной каскад (ВК). Он выполнен по схеме повторителя напряжения, так как его функция – передача напряжения с выхода КУН в нагрузку (ИНУН). При этом каскад должен иметь высокое входное и низкое выходное сопротивления, а также быть способным отдавать в нагрузку значительный по величине ток. Вот этот каскад нас и будет интересовать в плане его оптимальной конфигурации для наилучшей работы как самого по себе, так и во взаимодействии с предыдущим каскадом (КУН).

Взаимодействие с КУН проявляется двумя факторами. Во-первых, ток в базы транзисторов выходного каскада поступает с коллектора транзистора КУН, который этот ток должен обеспечить. Во-вторых, величина входного сопротивления ВК влияет на коэффициент преобразования КУН (в дальнейшем для простоты будем называть этот параметр коэффициентом усиления). В нашем случае важно, что нелинейность входного сопротивления ВК, которая характерна для биполярных транзисторов, будет транслироваться в коэффициент усиления КУН и сделает этот каскад также нелинейным. В результате искажения, вносимые в сигнал каскадом усиления напряжения, заметно возрастут.

Обычно главным требованием, предъявляемым к выходному каскаду, является достаточно высокий коэффициент передачи тока. Это важно вот по какой причине. Выходной ток усилителя Iвых (он же является выходным током ВК) может достигать больших значений. Например, выходной мощности 200 Вт на нагрузке 4 ома соответствует выходной ток десять ампер. Входной ток ВК – это ток базы транзисторов VT4, VT5 вычисляется по формуле:

И этот ток базы потребляется из коллекторной цепи предыдущего каскада – КУН, который должен обеспечить требуемое значение тока. То есть ток покоя КУН должен быть заведомо больше максимально возможного тока базы ВК, иначе в выходном каскаде возникнет токовое голодание и произойдет ограничение выходного сигнала. Так что с точки зрения выходного каскада ток покоя КУН должен быть достаточно большим. Учитывая, что коэффициент передачи тока h21э мощных транзисторов невелик, и заметно снижается при больших токах, то требуемый ток покоя транзистора КУН для одной пары выходных транзисторов, как на рис.1, оказывается слишком большим. Принимая максимальный выходной ток Iвых равным десяти амперам, и учитывая коэффициент передачи тока современных мощных транзисторов ВК в схеме на рис. 1 равным при таком токе 20…50, получаем ток покоя VT3 лежащим в пределах 0,2…0,5 ампер. Это нереально ни с точки зрения тепловых процессов, ни с точки зрения нормальной работы усилителя. Кроме того, входное сопротивление ВК, определяемое по формуле:

и являющееся сопротивлением нагрузки КУН, оказывается слишком низким: при сопротивлении нагрузки 4 ома получается Rвх ВК = 80…200 ом.

Проблема решается применением составного эмиттерного повторителя в ВК. То есть сам выходной каскад УМЗЧ становится многокаскадным, а название «выходной каскад» относится в этом случае не к конкретному усилительному каскаду на том или ином транзисторе, а к определенному структурному звену усилителя. У составного эмиттерного повторителя общий коэффициент передачи тока h21э намного больше, чем у одиночного транзистора – он является произведением коэффициентов передачи каждого из транзисторов. При этом следует учитывать, что и при малых, и при больших токах коллектора величина h21э каждого из транзисторов сильно снижается, поэтому общий коэффициент передачи тока получается заметно меньше, чем хотелось бы.

Наиболее популярными являются схемы выходного каскада, использующие составные транзисторы Дарлингтона и двухкаскадного эмиттерного повторителя, рисунок 2 а, б. Именно двухкаскадная схема выходного повторителя описана в литературе и применяется наиболее широко. Гораздо реже используется трехкаскадная схема, рис. 2в. Такая схема применялась в конце ХХ века с мощными транзисторами предыдущего поколения, которые имели довольно низкий собственный коэффициент передачи тока h21э, поэтому приходилось использовать три транзистора для получения приемлемого усиления по току и входного сопротивления.

Давайте рассмотрим работу каждой из схем, представленных на рисунке 2, и сравним их свойства. В данном случае нас интересуют влияние выходного каскада на предыдущий каскад – КУН, которое проявляется в потреблении от него тока баз транзисторов ВК, а также величине и линейности входного сопротивления ВК, влияющих на коэффициент усиления КУН и вносимые им искажения. Исследование будем проводить на модели (программа Multisim ). Как известно, симуляторы не идеально моделируют работу транзисторов и иногда имеют довольно большую погрешность, особенно в «тонких» аспектах их работы. Однако в данном случае погрешность будет мала, так как задействованы более точные низкочастотные модели транзисторов, в которых используются в основном входные характеристики и зависимости коэффициента передачи от тока коллектора, а эти свойства транзисторов как раз довольно хорошо моделируются современными симуляторами. Для моделирования использовались схемы, показанные на рисунке 2.

Для начала рассмотрим величину общего коэффициента передачи тока, получившегося у выходного каскада каждой структуры, рисунок 3. Из рисунка хорошо видно, что коэффициент передачи тока очень сильно зависит от выходного тока. И если снижением значения h21 при малых токах можно пренебречь (так как и выходной ток в числителе формулы (2) становится маленьким), то при больших токах снижение коэффициента передачи весьма неприятно. Коэффициенты передачи тока в ВК на составных транзисторах Дарлингтона и двухкаскадном довольно близки, при больших токах они становятся практически равными, и их величина составляет примерно 20000 раз. Этого явно недостаточно, поскольку по формулам (2) и (3) получаем: Iб=0,5 мА; Rвх ВК = 80 кОм. То есть входной ток ВК будет составлять порядка десяти процентов от тока покоя ВК, что заметно повлияет на работу последнего. А входное сопротивление ВК будет самым минимальным из тех сопротивлений, которые входят в формулу (1), следовательно, его влияние на коэффициент усиления КУН наибольшее и нелинейность входного сопротивления ВК заметно увеличит нелинейность КУН.

С трехкаскадной схемой дело обстоит намного лучше. Поскольку его коэффициент передачи при токе десять ампер равен 225000 раз, то Iб

50 мкА; Rвх ВК=900 кОм. Ток баз транзисторов ВК достаточно мал, чтобы не влиять на режим работы транзистора КУН, а входное сопротивление ВК намного больше остальных сопротивлений, входящих в формулу (1), и его влиянием можно пренебречь. По этой причине нелинейность входного сопротивления ВК практически не скажется на работе КУН. Таким образом, трехкаскадный ВК выглядит более предпочтительным.

Однако приведенные выше рассуждения могут оказаться довольно приблизительными. Тем более что в двухкаскадном ВК ток базы транзисторов VT1, VT2 (рис. 2б) определяется не только током, отдаваемым в базы транзисторов VT3, VT4, но и их собственным током покоя. Использование симулятора позволяет определить величины токов и искажений транзисторов непосредственно. Токи баз транзисторов ВК (суммарный входной ток ВК) при синусоидальном входном сигнале для всех типов схем приведены на рисунке 4. Там же показан и график напряжения на входе ВК, чтобы сделать нагляднее нелинейность входного тока.

Графики на рисунке 4 подтверждают сделанные ранее предположения. Двойная амплитуда (пик-пик) входного тока ВК по схеме Дарлингтона и двухкаскадного примерно составляет один миллиампер. Также хорошо видна нелинейность этого тока, проявляющаяся в отличие графика тока от синусоидального графика напряжения. Графики тока несимметричны относительно оси времени и имеют заметную разницу амплитуд для положительной и отрицательной полуволн. Это означает наличие второй, а возможно и других четных гармоник значительной величины. Сами полуволны тока значительно более узкие, чем полуволны синусоиды входного напряжения. Это говорит о наличии значительных нечетных гармоник в спектре. Кроме того, форма тока аналогична форме сигнала при значительных искажениях типа «ступенька», несмотря на довольно большую величину тока покоя выходных транзисторов, равную примерно 200 миллиампер, что также указывает о значительные нелинейные искажения. Искажения типа «ступенька» проявляются несмотря на то, что параметры всех схем подобраны таким образом, чтобы в режиме класса АВ работали только выходные транзисторы ( VT3, VT4 на рис. 2б и VT5, VT6 на рис. 2в). На самом деле это не классические искажения «ступенька», возникающие при работе в режиме класса В, но похожие на них, поэтому для краткости я их буду так называть. Остальные транзисторы схемы в режим отсечки коллекторного тока не входят (т.е. работают в классе А). Это не относится к составным транзисторам Дарлингтона, у которых выходной транзистор открывается и закрывается вместе со своими внутренними элементами. На вид нелинейность двухкаскадного ВК несколько выше, чем у схемы Дарлингтона. Входной ток трехтранзисторной схемы ВК намного меньше, чем у остальных схем, и на первый взгляд более линеен.

О поведении ВК, содержащего три пары транзисторов судить по рисунку 4 сложно – уж очень мала амплитуда входного тока этого каскада. Поэтому тот же график показан на рисунке 5, но у него масштаб по оси тока в десять раз выше. Поведение трехкаскадного ВК также согласуется с приведенными выше рассуждениями. Амплитуда тока в этой схеме в десять раз меньше, чем у ВК с двумя парами транзисторов, а линейность заметно выше – график тока практически совпадает с синусоидой входного напряжения, и «ступенька» практически отсутствует. Следовательно, выходной каскад с тремя парами транзисторов действительно практически не влияет на работу КУН, не снижает его усиления и не повышает его нелинейность.

В заключение давайте рассмотрим непосредственно нелинейные искажения, вносимые выходными каскадами разных типов. Выходной каскад – источник наибольших искажений, поэтому проблема их снижения является важной. Я твердо убежден, что даже при использовании глубокой общей отрицательной обратной связи (ООС), линеаризующей усилитель, необходимо добиваться максимальной линейности изначального усилителя при разомкнутой петле ООС. Прежде чем рассматривать нелинейные искажения, вносимые каждым из выходных каскадов, необходимо вспомнить, что входной сигнал на ВК поступает с выхода КУН, который является высокоомным. Поэтому на рисунке 6 показан коэффициент гармоник каждого из выходных каскадов при различном сопротивлении источника сигнала. Если источник сигнала является источником напряжения, и его внутреннее сопротивление близко к нулю, то искажения трехкаскадного ВК максимальны – сказывается три нелинейных входных характеристики на пути сигнала. Однако при повышении выходного сопротивления источника сигнала искажения выходного каскада начинают определяться нелинейностью его входного тока, и трехкаскадная схема демонстрирует почти вдесятеро лучшую линейность, по сравнению с двумя другими. Именно в таком режиме и работает реальный ВК.

Рисунок 6 показывает искажения непосредственно ВК, но на самом деле влияние выходного каскада на сигнал усилителя является комплексным – он влияет также на режим работы КУН (отбирая у него ток), а значит и на линейность последнего; влияет на усиление и линейность КУН через входное сопротивление ВК, а также имеет собственную нелинейность. Поэтому необходимо оценить также и влияние схемотехники выходного каскада на усилитель в целом. Искажения усилителя в целом при использовании выходных каскадов различных типов показаны на рисунке 7. На рисунке изображены графики зависимости коэффициента гармоник УМЗЧ без общей ООС (чтобы ООС не снижала искажения и не нивелировала различия в типах ВК) от типа выходного каскада на разных частотах. Необходимость учета частоты вызвана тем, что каскад усиления напряжения охвачен местной частотнозависимой ООС (через конденсатор С на рис. 1), которая с ростом частоты снижает его выходное сопротивление. А величина выходного сопротивления КУН сказывается на величине искажений ВК. На низких и средних частотах нелинейные искажения усилителя с выходным каскадом, содержащим три пары транзисторов, почти в десять раз ниже, чем в традиционной двухтранзисторной схеме. На высоких частотах – ниже в полтора-два раза.

Выводы

1. Усилители, оснащенные выходным каскадом различных типов, имеет значительно различающиеся величины нелинейных искажений. Наименьшими искажениями обладает усилитель с выходным каскадом на трех парах транзисторов (рис. 2в). Это подтверждается как исследованием свойств каскадов и особенностей их работы, так и непосредственными измерениями. В настоящее время такой выходной каскад употребляется большей частью в усилителях без общей ООС, как раз из-за его высокой линейности.

2. Наихудшей в плане линейности является схема ВК с двумя парами транзисторов (рис. 2б). Схема, содержащая составные транзисторы Дарлингтона, имеет несколько более высокую линейность. Обратите внимание, что разница между этими каскадами маленькая. А параметры выходных транзисторов разных типов сильно различаются, так что может быть с какими-то транзисторами двухкаскадная схема окажется лучше, чем транзисторы Дарлингтона. Да и симулятор вносит некоторую погрешность в результат, вот только неизвестно, в чью пользу. Так что утверждать наверняка о том, что схема Дарлингтона всегда имеет преимущество перед двухкаскадной, я бы не стал.

3. Соотношения линейностей разных типов выходных каскадов «лучший-средний-худший» сохраняются для всех сторон работы как ВК отдельно, так и совместно с остальными каскадами усилителя. Следовательно, эти свойства закономерны и являются следствиями различий в схемотехнике выходных каскадов, независимо от типов применяемых транзисторов и режимов их работы.

Рекомендации

1. При охвате усилителя глубокой общей ООС, его искажения заметно снижаются. Поэтому разница в применении выходных каскадов различных типов будет мала. Тем более что на средних и особенно низких частотах, где различие линейных свойств ВК наибольшее, глубина ООС максимальна, и в наибольшей степени сглаживает различия в типах ВК. Таким образом, в бюджетных решениях с глубокой общей ООС можно рекомендовать схему на рисунке 2б, как наиболее простую и дешевую. Скорее всего, наиболее широкое применение этой схемы вызвано именно экономическими причинами (она применяется и в дорогих Hi-End усилитлелях — несмотря на заявления производителей о их бесконечной заботе о звуке, на самом деле они заботятся о прибылях, и экономят на всем, в том числе и на транзисторах ВК).

2. Выходной каскад на составных транзисторах Дарлингтона (рис. 2а) обладает чуть лучшей линейностью, чем схема с двумя парами транзисторов. Но при работе в режиме класса АВ в таком каскаде будут наибольшие проблемы, вызванные наличием неуправляемых токов транзистора из-а рассасывания неосновных носителей при его запирании. Это вызывает появление так называемых коммутационных искажений, которые в наибольшей степени проявляются именно в составных транзисторах Дарлингтона. В моем моделировании коммутационные искажения не учитывались. Так что такая схема может быть рекомендована лишь для супербюджетных или очень малогабаритных конструкций.

Источник